Pcb Company China Custom Pcb Printing
Velkommen til
høyspenningsseminaret.
Dette er
retningslinjene for PCB -layout for
å optimalisere ytelsen til strømforsyningen
, og
blir presentert
av Ben Genereaux.
Jeg heter Amy
Thomas, og jeg vil
være moderator for denne økten.
Alle deltakerne
er dempet for denne økten,
så bruk den chat-
funksjonen nederst til høyre
på skjermen for å
stille spørsmål.
Og sørg for å rette
det til alle.
Vi vil svare på spørsmål
gjennom webinaret,
og deretter også på slutten.
Chat også hvis du
har problemer med å høre eller
se presentasjonen.
Med det vil jeg overlate
det til Ben for å komme i gang.
Takk, Amy.
Som Amy sa, jeg
heter Ben Genereaux.
Og jeg vil presentere
på PCB -retningslinjer for
å optimalisere ytelsen til
strømforsyningen.
Så la oss komme i gang.
Så først, hva
bør du forvente
å få ut av denne økten?
Så vi skal gå over de
grunnleggende konseptene som trengs
for et vellykket
PCB-oppsett, slik det
gjelder strømforsyninger med koblet modus
.
Og konseptene vi
snakket om i
dag gjelder for
alle strømforsyninger,
uavhengig av effektnivå.
Så vi skal snakke
om noen av delene våre,
og jeg vil bare referere til disse
gjennom hele presentasjonen.
Men bare så du
vet, vår UCC28180
er vår kontinuerlige
ledningsmodus.
Faktorkorreksjonskontrolleren vår, UC28742 og 10,
er fly-back-kontrollerne.
UCC24612 og 10 er synkrone
replikeringskontrollere.
Så hvorfor er layout viktig?
Nummer 1, det er hvordan du
skal bringe designet ditt
til den virkelige verden.
Så du kan ha en helt
flott skjematisk og design.
Men hvis du ikke har
et funksjonelt oppsett, kommer
du til å ha dårlig
tid til å feilsøke og
få designet til å fungere.
Så det
vi skal snakke om
er hvordan det oversetter skjematisk
til fungerende maskinvare
og får fysisk maskinvare
som fungerer i den virkelige verden.
Og oppsettet kan være
ekstremt komplisert.
Det er mange
parasitter å forstå
og håndtere når du faktisk
designer et fysisk oppsett.
Så vår agenda for i dag,
bare for å skissere den,
vi vil se på
en skjematisk og deretter
snakke gjennom
parasittene vi er opptatt av.
Så det er motstand,
induktans, kapasitans.
Vi vil også snakke om EMI
-sikkerhet, noen tips om jording
og signalruting,
termisk styring
og til slutt gikk vi
gjennom et lite eksempel.
Så først.
Våre primære bekymringer med et
oppsett for strømforsyninger-
sikkerhet, EMI, parasittisk
induktans, kapasitans,
motstand, termisk ytelse,
høye dv/dt koblingsspenninger,
høye di/dt
koblingsstrømmer, hvordan
vi gjør jording og
deretter støydemping
gjennom designet.
Så vi ønsker å være klar over
alle disse områdene på kretskortet vårt.
Så før du begynner med
et oppsett, må du
ha en skjematisk oversikt.
Så du er sannsynligvis på dette
tidspunktet ferdig med skjematikken.
Og du må komme i
gang med oppsettet ditt.
Det er viktig å først
ha en sterk forståelse
av kretsen, og det hjelper
å starte med en ren skjematisk oversikt.
Og det hjelper også
å gruppere
komponenter som kan vises
sammen i oppsettet,
slik at du har dem sammen
på skjematikken.
Det kan gjøre ting
litt lettere.
Så vi ønsker å ha en sterk
forståelse av kretsen.
Og så inkluderer det
de parasittiske komponentene
som vi skal snakke om i dag.
Så hvis vi tenker på
bekymringene som jeg nettopp nevnte,
vil vi identifisere
hvor disse er før vi
begynner oppsettet.
Det hjelper å planlegge på forhånd.
Så for eksempel har du våre
høye våre stier, våre høye dt/dt,
eller våre koblingsstrømmer og
hvor disse høye strømsløyfene.
Høye dv/dt -regioner, så det
ville være vår bytte node.
Vi kommer til å ønske å
forstå termene.
Så du bør forstå
og beregne tap
gjennom komponentene dine
og forstå,
kan vi spre
varme til kretskortet,
eller kanskje bare for å varme
synkroniserer på brettet.
Også, ja, sikkerhet-
så forstå
hvilke standarder
vi designer for
og hvordan det påvirker oppsettet vårt.
Vi ønsker også å optimalisere
designet for EMI -ytelse.
Så vær oppmerksom på hvordan
vi ruter EMI -filteret.
Og så jording- til
slutt er det
viktig å forstå hvordan
vi jordinger designet vårt,
med kraftgrunner og
analoge bakkeseksjoner.
Så når vi
forstår skjematikken, kan
vi begynne å tenke
på faktisk effektoppsett.
Så å komme i gang med å
forstå parasitter
i kretsen.
Start med motstand.
Og med vårt
komponentvalg for sett eller induktorer,
for eksempel, forstår vi vanligvis
motstandene
når vi respekterer
komponentene våre og velger dem.
Og vi forstår hvilken
innvirkning de har
på effektivitet og regulering.
Vi tenker ikke alltid
på kobbersporene.
De vil ha litt motstand.
Og det hjelper
fordi virkningen i design,
eller regulering, effektivitet,
som fører til
temperaturøkning for store tap.
Så beregningen for
motstanden til en induktor
er relatert til
resistiviteten til lederen
og de fysiske dimensjonene
som vi viser en tabell her
med noen vanlige ledere som
brukes i PCB -design.
Så hvis du tenker
på kobber, som
vil være i våre spor og rute.
Gjennom PCB er dette
den vi alle vil fokusere på.
Og bare ved å se
på formelen,
siden vi er proporsjonale
med lengden
og omvendt proporsjonal
med tverrsnittsarealet
, forteller dette oss at korte,
brede spor
vil ha den laveste motstanden.
Så noe å
tenke på der.
Og vi vil også
merke at temperaturen
har innvirkning
på metallenes resistivitet.
Så hvis du for eksempel ser på
kobber i en temperaturstigning på 100 grader Celsius
,
kan du forvente en økning på 40%
i resistiviteten.
Så noe å
huske på også.
Så en god metode for å estimere
parasittmotstand
er metoden for å
telle firkanter.
Så hvis vi bryter ned
formelen vår for dimensjonene
til en kvadratisk induktor, kan vi
avbryte begge lengder her.
Og så er våre eneste
variabler resistiviteten og tykkelsen.
Så dette forenkler
ting ganske mye.
Vi trenger ikke å
beregne formelen hver eneste gang.
Vi
beregner motstanden,
og vi vil se noen
estimater her
for forskjellige kobbervekter.
Så for eksempel har 1 unse
kobber en tykkelse på 1,4 mil.
Og det gir oss omtrent
0,5 milliampere per kvadrat.
Så når vi ser på et
eksempel, kan vi se
på motstanden til
disse sporene som er koblet
til en termosensemotstand.
Og så ser vi to
firkanter i serier her.
Så legg opp 0,5, 0,5, som
gir oss 1 milliamp.
Og så vil jeg for eksempel
ha to firkanter parallelt.
Så vi har halve
motstanden, så 0,25 milliampere.
Så det spiller ingen rolle hvor
store ruter eller noe,
det er bare en grov estimering
basert på lengden som avbrytes
i formelen.
Så dette er en rask
metode å bruke.
Du vil ikke
bruke mye tid
på beregninger for
hvert spor i kretsene dine.
Og du vil se ved høyere
strømmer det er her
dette virkelig gjør en forskjell.
Så la oss ikke glemme vias.
Vias har også motstand.
Og noen ganger glemmer vi
den vertikale banen til brettet.
Og slik kan vi omorganisere
vår motstandsformel
for den sylindriske geometrien.
Og gitt dette eksemplet,
med disse dimensjonene her,
plugger vi disse tallene
inn, og det kommer ut
til 0,67 milliampere, som du,
som jeg nevnte før,
får høyere strøm.
Kanskje 10 ampere der ville komme
ut til 67 milliwatt tap.
Så det kan gjøre en
forskjell i en strømforsyning
med enten regulering
eller effektivitet.
Og så med høyere
strøm, kommer du
til å ønske deg enten
flere eller større vias.
Så en typisk
tommelfingerregel er at jeg anser at
1 ampere til 3 ampere per via.
Så det skader ikke
å legge til flere vias.
Hvis du har plass
, vil det forbedre
designytelsen.
Så la oss se på et eksempel her
og bruke denne tellende
kvadratmetoden.
Så du kan se her at
vi for eksempel har layout
til de to utgangsfiltrene.
Så vi har induktor
og kondensatorer.
Og dette røde sporet
her er vår utgang,
så vi trekker ut av induktoren
til utgangskontakten vår her.
Og så
kan du se det blått, så dette
vil være vårt spenningssensor som
går tilbake til kontrolleren
og tilbakemeldingsnettverket.
Så hvis vi registrerer utgangsspenningen vår
på induktoren her, kommer
det til å bli noe fall
i kobberet mellom induktoren
og kontakten.
Så hvis vi tenker på
kanskje en firkant her,
en firkant her, kan en annen
firkant være her,
og pluss at vi
har utgangskontakten.
Så kanskje det er to eller tre
firkanter for 1 unse kobber.
Det vil være 1 milliamp
til 1,5 milliamp.
Og så 10 ampere, det kommer ut
til omtrent 10 til 15
millivolt fall i spenningen.
Så det vil definitivt
påvirke reguleringen din,
fordi du føler at du ikke er
på utgangskontakten.
Så for å forbedre det,
la oss ta en titt her.
Vi føler nå
på utgangskontakten.
Så du får mye strammere
regulering ved å føle her.
Og så er det den
anbefalte metoden for
å unngå det fallet på grunn
av parasittmotstanden.
Ok, så en annen
type parasitt som vi er
opptatt av er induktans.
Og det forårsaker et problem
i våre høye di/dt -sløyfer.
Og det er også kjent som våre
bytte strømsløyfer.
Så vi forenklet skjematikken
som jeg viste tidligere.
Det er en kontinuerlig
ledningsmodus,
forbedring av R -faktor -korreksjon.
Så vi har dette diagrammet
her for å representere det.
Problemet med å ha parasittisk
induktans er i høye di/dt
-regioner, det er at det vil
forårsake spenningsstigninger.
Så du har kanskje sett dette
før på den bytte noden din.
Du vil ha en
høyspenningspike, ganske høyere
enn forventet maks
spenning på den koblede noden.
Så dette vil forårsake problemer med
EMI -ytelse og kobling
til andre noder.
Og det forårsaker generelle
kretsfeil
med spenningsspisser som
oppstår på brettet.
Så det er egentlig derfor vi ønsker
å identifisere og forstå
kretsen vår og hvilke regioner
vi må være oppmerksom på.
Så la oss ta en
titt på disse løkkene
som vi har fremhevet her.
Så denne strømsløyfen i
grønt, som viser vår
induktorstrøm, så dette
er relativt lav
di/dt sammenlignet med
resten av kretsen.
Så den bortkomne induktansen,
parasittisk induktans
er et mindre problem
i denne sløyfen.
Og hvis du tenker over det
, setter du en induktans i serie
med vår store
PFC -induktor her,
det kommer ikke til å gjøre
så stor forskjell
som i de andre løkkene.
Så hvis vi ser
på utgangssløyfen,
markerer vi to
løkker her i blått.
Banen er angitt.
Så vi viser strømmen vår
i dette diagrammet her.
Dette er høyt di/dt fordi det
som sagt slås på og av.
Og så komplementær til det,
vi har vår diode strøm.
Så slår den av tiden.
Vi har strøm som strømmer
gjennom dioden, danner dette i rødt
her.
Så dette er høye
di/dt -regioner som
vil være utsatt
for problemer når
vi har en betydelig
mengde induktans.
Så vi
vil virkelig
minimere induktansen i denne sløyfen.
Så vi kan gjøre det
gjennom et oppsett,
ved å danne en tett sløyfe
mellom disse komponentene,
slik at vi ikke
genererer mye parasittisk induktans som
fører til spenningsspisser.
Så en annen kilde til høy
di/dt er omvendt gjenoppretting.
Og vi får se dette
i CCM -topologier.
Så ettersom strømmen strømmer
gjennom utgangsinduktoren,
utgangsdioden og settet
slås på,
vil strømmen snu retninger her.
Og ved å trekke ladningen ut
av krysset mellom dioden,
kan du se denne
nåværende bølgeformen.
Vi får vi få en di/dt
høy pigg akkurat der.
Så ikke ideelt for
kretsytelsen vår.
Så som jeg sa, hvis vi kan
minimere denne løkken her,
holde den så stram
som mulig, kan vi
dempe noen av
effektene av høy di/dt.
Ja, så vi
minimerer løkken.
Og en annen
idé å huske på
er at vi ønsker å bruke
lave QRR -likerettere, så
minimer omvendt
gjenopplading inne i dioder.
Vi kan minimere
denne spenningsøkningen.
Så det betyr at for en høy
utgangsspenningsdesign,
som et PFC -boost, øker vi
opptil 90 volt.
Vi ønsker å bruke silisiumkarbid.
Og så for de fleste andre
design betyr det enten
Schottky
eller ultra-rask diode.
Og hvis vi bruker
synkron utbedring,
minimer omvendt
gjenopprettingsmetode.
Så ja, det neste området
vi må passe på
var høy di/dt,
gate drive loop.
Så vi legger til dette
PFC -boosteksemplet, og
viser her det firkantede
gig -stasjonsspenningssignalet.
Og mens vi slår på og av
, lader og
tømmer vi portkapasitansen.
Så vi kan ha noen
høye strømpinner.
Som du kan se i dette
lille diagrammet her,
er strømmen i denne
sløyfen og markerer gult.
Så igjen, vi ønsker å
minimere denne sløyfen,
minimere induktansen.
Så vi har en fin, stram løkke.
Og det kan forhindre
noen begrensninger
i drivstrømmen vår for å forhindre
ringing på gate
-stasjonssignalet.
Og det er noe
du virkelig vil unngå.
Enhver ringing på
gate-stasjonssignalet
kan muligens
forårsake falsk oppstart
og være katastrofalt
for kretsen din.
Så minimer sløyfeinduktansen
her i høy di/dt -region.
Og så i blått er
dette bytteområdet et
område med høy dv/dt,
som kan koble seg
til støyfølsomme kretser.
Så vi snakker litt senere
om å minimere kapasitans
og hvordan det
påvirker oppsettet ditt.
Så la oss snakke om
den digitale kilden
til denne parasittiske
induktansen og hvordan
du kan beregne
og estimere hva
du kan se i designet ditt.
Så ligningen vi viste
her er empirisk.
De er gode verktøy for å
estimere induktansen
til en fri leder i rommet.
Så hvis vi ser gjennom dette, kan
vi generere en tommelfingerregel.
Vi tror vi vanligvis sier
seks nanohenrys per centimeter
basert på vanlig PCB -spor
med omtrent 1 unse kobber.
Så du vil se med bare en
frittflytende leder,
det naturlige tømmerforholdet
begrenser hvilken kontroll
du har over induktansen.
Så det vi ønsker
å gjøre for å minimere
den parasittiske induktansen
bidrar til å ha en grunnplan
under eller over sporene.
Så det skaper en returbane
som er veldig lav induktans.
Og igjen, dette er
empiriske beregninger her.
Så vi vil være klar over
det slik at disse gir deg
meningsfulle resultater,
du
trenger vanligvis et høyt forhold
mellom lengde og høyde, så
denne separasjonen
mellom
jordplanet og lederen din.
Men jeg tror det er
ganske vanlig.
Så for PCB har vi bare
vår isolator eller FR4,
eller hva som helst, veldig tynn sammenlignet
med de horisontale dimensjonene
til kobberet ditt på PCB.
Og så vil du se med
den modifiserte ligningen, som
står for et
grunnplan, vi
har det kontroll med
direkte forhold
mellom høyden, lengden
, bredden, over induktansen.
Og bare noen raske
beregninger her.
Så vi sa opprinnelig at det
var omtrent 6 nanohenrys
per centimeter for
1 unse kobber.
Og hvis vi holder bredden
til omtrent 2,5 centimeter,
ser vi omtrent 1,2
nanohenrys, ganske mye lavere
enn 6 nanohenrys.
Og det gjør en forskjell
gjennom hele
layoutdesignet.
Så vi tar en
titt på et eksempel
her og prøver å bruke dette,
så likt utdatafilteret vårt
til det vi så på
med parasittmotstand.
Og det vi
skal se på her
er hvor mye induktans som
er i serie med T39.
Så den 2 centimeter lengden
som jeg fremhever her,
så det er mellom
induktoren og denne kondensatoren.
Så hvis vi sier at det er
2 centimeter, vil
2 centimeter ganger 6
nanohenrys per
centimeter gi oss 12 nanohenrys
parasittiske induktans.
Så denne lengden her er
noe vi ønsker å minimere.
Og vi danner
som en større sløyfe
ved å forlenge topperen
helt ut til siden her.
Noe som gir mer mening
og vil senke
serieinduktansen vår, er å plassere
denne
kondensatoren ved siden av induktoren.
Så du vil ha en fin, tett
koblingsstrømsløyfe der.
Så den neste parasitten som
vi skal snakke om er kapasitans.
Så parasittisk kapasitans
vil forårsake problemer
i høye dv/dt -regioner.
Og så er det vanligvis
på koblede noder.
Så du ser vår
bytte node her,
det er der spenningen vår
bytter mellom 0
og utgangsspenningen.
Og så vil alle koblede node
-strømforsyninger ha minst en
koblet node der vi må
være klar over denne ytelsen.
Så dette har blitt markert med
blått på vårt PFC -boost -eksempel.
Igjen, hvor vi må
ta hensyn til dette.
Og problemer som kan
oppstå er EMI -problemer,
så støykobling
til andre kretser
og redusert effektivitet.
Så hvis du induserer spenninger
og strømmer på andre kretser,
har du villstrømmer som
vil redusere effektiviteten din.
Hvordan kan vi dempe dette?
Minimer først
det koblede nodeområdet.
Så hvis du vil
beholde denne regionen
i blått til en minimal
mengde kobberområde på PCB -en, er
det mindre sannsynlig at den
kobles til andre noder
og utstråler denne høye
koblingsspenningen.
Vi vil også holde
de følsomme etsene borte
fra den bytte noden.
Jo lengre unna de
følsomme sporene er,
jo lavere vil den
parasittiske
kapasitansen være mindre sannsynlig at
den har
støykobling fra den koblede noden.
Og et annet tips som
vi gjerne vil bruke-
jording av kjøleribben.
Så ganske vanlig å ha
en kjøleribbe på settet ditt
her eller diode.
Og hvis du har en
kjøleribbe jordet, vil
enhver spenning som er koblet til
den bli shuntet rett tilbake
til bakken i stedet for å stråle
gjennom strømforsyningen.
Så det dannes som et skjold der.
Og en ting
du kanskje tenker
er at hvis vi senker
sporet med et område her,
ofrer vi motstand og
induktans, så bedre kjøling.
Men ved å redusere
overflatearealet får vi lavere kapasitans.
Og det skaper et paradoks der.
Men det vi vil si for
din primære bekymring her
ville være å
senke kapasitansen,
så fokuser på å
redusere overflatearealet.
Så vi kan senke motstanden
og senke induktansen,
vi kan forkorte sporene våre og
ha en veldig tett
koblingssløyfe.
Så vi kan håndtere
dem på andre måter.
Og kjøling-- ja, hvis du ikke kan
spre varmen i kretskortet,
kan det være nødvendig med kjøleribbe.
Så vår primære bekymring er å
senke kapasitansen.
Ok, så la oss snakke om
hvordan dette er fysisk skapt.
Og vi viser formelen
for kapasitans.
Og hvis vi kan anta at
5 er vårt estimat
for relativ permittivitet
for PCB -isolatoren vår,
så vi bruker 5 her.
Og det er ganske vanlig
gjennom PCB -produksjon.
Så da er permittiviteten
til ledig plass konstant.
Så vi har bare området og
tykkelsen å bekymre oss for her.
Så i dette eksemplet, hvis vi har
to spor på 10 mil som krysser
hverandre vinkelrett-
så noen
her, her- er
dette vår region vi
må beregne kapasitans for.
Så når du kobler til disse
tallene, kommer du ut
til omtrent 0,01 picofarads.
Så det er veldig lite.
Så to spor som krysser
vinkelrett
har ingen stor innvirkning
på parasittkapasitansen her.
Du kan ha
spor som krysser seg
gjennom hele brettet.
Men det vi virkelig
må passe på
er flyene og
parallelle spor, og deretter
store komponentputer.
De vil være mer
betydningsfulle syndere
enn der vår
parasittkapasitans kommer fra.
Som jeg sa, ikke mye
kapasitans her.
Men hvis du ser gjennom
en hel krets,
har du mye overlapping
av kobber gjennom rigid flex pcb manufacturer (https://szeastwin.evlla.com/) -en.
Så la oss ta en titt
på en skjematisk her.
Dette er et flyback -eksempel.
Så i en flyback har
du to bytte noder,
en av hovedsiden
her på toget til FET -ene dine.
Og så markerer vi den
andre her med rødt.
Dette er i toget til
vår synkrone likeretter.
Så dette er en høy
dv/t -region, noe som
betyr at vi må være oppmerksom
på parasittisk kapasitans.
Så vi markerer også grønt
vårt støyfølsomme tilbakemeldingsnettverk
, så veldig viktig
for regulering og ytelse
av strømforsyningen.
Vi vil unngå betydelig
parasittisk kapasitans
mellom denne og
den bytte noden din.
Så vi kan virkelig ikke
ha denne regionen
under vår bytte node.
Det vil
koble mye støy.
Og hvis vi kanskje anslår
10 komponentputer,
så noen komponentputer fra denne
regionen, beregner vi det området,
og vi kan øke
parasittkapasitansen
til 2 picofarader, noe som kan
påvirke denne svært
støyfølsomme regionen betydelig.
Ok, så la oss
snakke litt
om parasittisk kapasitans
og vanlige modusinduktorer
eller vanlige knutepunkter.
Så den vanlige nodestikken
brukes i EMI -filtre.
Og hvis du ser på
denne grafen her, ser
du vanligvis dette
i databladet for en
av disse komponentene.
Og det vi ønsker
å markere her
er hvordan
impedansen synker når frekvensen stiger.
Og så faller impedansen
mot induktoren vår,
blir
i hovedsak til en kondensator.
Og ved høye frekvenser,
den sammenflettede kapasitansen
til induktoren-
det er der
effekten kommer fra.
Og så ser vi på et
eksempel her hvor
vi plasserer et bakkeplan
under vår felles node
-choke.
For eksempel, et 3
centimeter kvadratisk
jordplan med denne tykkelsen,
et ett -kretskort,
beregner vi to områder
med 50 picofarad parasittisk
kapasitans.
Så å legge til dette, den parasittiske
kapasitansen eksisterer allerede.
Dette er ikke ideelt
for EMI -ytelse.
Vi lager stier som
høyfrekvente signaler kan
bevege seg på og koble
til og bakken
med denne svært lave impedansen.
Så vi vil virkelig
ikke plassere en av disse
under vårt EMI -filter.
Så fortsetter
med diskusjonen om EMI,
vil jeg diskutere litt
om magnetisk kobling.
Og dette er noe
å huske på.
Når du plasserer
induktorene dine og designer
et EMI -filter,
magnetfeltet,
slik at jeg kan koble mellom
induktorer, indusere strømmer
og skape din
EMI -ytelse.
Så et par ideer som
vi må redusere dette
, endrer orienteringen
til din induktor
slik at den ikke er like
utsatt for kobling.
Og deretter eksperimentere
med forskjellige
kjerneformer eller se
på forskjellige
kjerneformer som er
optimalisert for EMI
og gir bedre skjerming.
Eller du kan gi
et fysisk skjold
i kretsen din,
noe som ville
blokkert den magnetiske koblingen.
Og så noen flere tips
om EMI -hensyn.
Vi har et eksempel
på inputfilteroppsett her, CRAC -kontakten.
Vi ønsker å plassere komponenter
vekk fra støykilder.
Så vi vil filtrere bort
fra støykildene.
Som vi snakket om,
mindre sjanse for kobling.
Vi ønsker ikke å
krysse inngangs- og
utgangssporene til vår vanlige modus
choke- for eksempel T2.
Vi snakket om ingen
bakkeplan under filteret.
Og da betyr så lavere
motstand brede, korte spor.
Og vi ønsker å være oppmerksom
på våre
høyspenningskrav for å finne
avstanden mellom sporene våre.
Så vi nevnte bare sikkerhet.
Hvis du ser på diagrammet her, er
vår primære bekymring med sikkerhet å
holde farer,
spenninger borte
fra brukervennlige punkter.
Så du må forstå hvilke
standarder du designer for.
Og de vil vanligvis
fortelle deg klarering
og kryp som
du trenger å opprettholde.
Så vi har et eksempel på en
tabell her som bare viser
noen klareringer for forskjellige
isolasjonsnivåer, en
slags funksjonell grunnforsterkning.
Og så viser diagrammet
et par tips
for å øke klaringene
og krypene i sporet
og PCB eller
fysiske barriere.
Og som jeg sa, dette
avhenger av hvilken standard
du designer for.
Så det avhenger av type
isolasjon, forurensningsgrad
, AC
-spenning og arbeidsspenning.
Så snakket om
noen bakkeplaner
nå og hvordan dette er
viktig i kretsen din.
Så vi snakket allerede litt
om motstand
og induktans.
Så med motstandsbredde
baner er lavere motstand.
Og å plassere et
bakkeplan under sporet
vil senke induktansen
og gi en returbane
for eventuelle signaler.
Den andre tingen er at vi vil
forbedre vår termiske ytelse
med bakkeplan.
Så det kan spre varme
over brettet.
Og vurder flom-
eventuelle tomme områder
på PCB-en med bakkeplan.
Her viser vi
grunnplanet under kontrolleren
og tilhørende
motstander og kondensatorer.
Så dette hjelper på
et par måter.
Vi sa varme.
Du vil også ha den korteste
returveien for bakken
gjennom løkkene
i kretsen din.
Så det hjelper også med å
plassere flere vias
og ha bakken på
flere lag.
Og hvis du har en
flerlags PCB,
kan du vanligvis få et
ganske solid grunnplan
under kontrolleren.
Og snakker vi litt
om små signalruting,
vil vi unngå å koble
til sensitive noder.
Så vår parasittiske
kapasitans spiller inn.
Og du kan se
forskjellen mellom vårt dårlige
og vårt gode eksempel.
Vi har vår nåværende
sansemotstand.
Og så filtrerer vi
det med en hette og motstand.
Dette er et veldig følsomt signal.
Så støy som kommer
fra den bytte noden
kommer til å skade
ytelsen vår.
Så vi vil ha filtreringskomponentene våre
så nær PIC som mulig.
Og vi ønsker å være så langt som
mulig fra den byttede
noden høy dv/dt -regionen.
Vi fremhever også
her- det hjelper
å plassere bakken vias nær
hetter og motstander i IC.
Så hvis du har en via
nær denne kondensatoren, har
vi en veldig kort
returvei til bakken av vår IC.
Et annet tips om
signalruting og plassering,
vil du se i alle
databladene, for eksempel TI -delesone.
Mange anbefalinger
om oppsettet,
så det hjelper alltid å lese
det når du starter et oppsett.
Og ofte er
pin-out av kontrollerne
deres optimalisert for god layout.
Så du kan se på
denne, vi
skiller analogt
og kraftplan.
Så går vi videre til
termisk styring.
Du kommer til å ønske
å forstå hvordan varmen
strømmer gjennom systemet ditt.
Og så hjelper det med din
PCB
-kjølestrategi, Solid ground plane,
som vi sa,
definitivt bra for
en optimal design,
og unngår brudd
på disse bakkeplanene,
slik at du kan spre så mye
varme lateralt som mulig.
Så hvis vi ønsker å få varme
på forskjellige lag,
bør vi bruke vias.
Så du kan se i
dette eksemplet her,
vi bruker vias for å
få varmen til vårt ytre lag
på bunnen av
brettet her fra vår IC.
Så da har vi et stort område
på bunnlaget
der konveksjonsstrålingen
vil spre den varmen
ganske mye.
Og så igjen, ikke bruk
den koblede noden til kjøling.
Hvis vi tildeler en
veldig stor byttet node, kommer
vi til å ha
noen støyproblemer.
Så et eksempel her, hvorfor er
brett A varmere enn brett B.
Du kan se, tavle A
her, IC er hetere.
Bunnen av
brettet er varmere.
Og så brett B, vi
har en diode som er
66 grader C. Og bunnen
av brettet er kjøligere,
så ganske tydelig.
I det øverste eksemplet er
det noe,
et spor her som forhindrer at dette
jordplanet
sprer varmen ut
over hele brettet,
noe som får kontrolleren
til å varme opp ganske mye.
Og så sprer vi varmen ut,
og vi får kontrolleren ned
til en mer fornuftig
temperatur.
Så la oss gå gjennom
et eksempel her.
Så det første trinnet før du
begynner oppsettet ditt, er
du ferdig
med skjematikken.
Og som vi sa,
du vil
virkelig forstå det skjematiske
og hvor disse store
problemene vi har snakket om,
hvor disse parasittene er,
og hvordan de spiller inn i
ytelsen til kretsen din.
Så i tillegg til det, er det noen
andre ting du bør vite-
begrensninger i systemet
som du faktisk
setter denne PCB-en i.
Så for å finne størrelsen din,
hvor mange lag du
kan ha på kretskortet, inngangs-
og utgangstilkoblinger,
mekaniske begrensninger,
produksjonsbegrensninger,
kan du bruke komponenter på
både toppen og bunnen
av brettet, kan du
bare sette to hull
på den ene siden av styret.
Og så krav til kryp og
klarering-
det er knyttet til sikkerhet.
Så du må forstå
hvilke sikkerhetsstandarder
du designer for.
Og så, som jeg sa,
forstår vi kretsen, har
vi identifisert
disse områdene og hvordan vi
kan dempe problemene som
oppstår av dem.
Så vi sier, bruk denne
bagasjeromspakningsalgoritmen,
som betyr å plassere de
store kraftkomponentene først.
Så for eksempel er
dette en PSR flyback ved hjelp av
synkron utbedring.
Våre store komponenter er en
transformator, FET, kondensatorer.
Det er det vi vil
plassere først og bygge ut
til vår maktbane.
Så du vil plassere de
store komponentene
og deretter
plassere strømkomponentene.
Det neste trinnet vil være
å plassere kontrolleren.
Så vi viser her plassering
av SR -kontrolleren og deretter
vår flyback -kontroller.
Og stille hjørner
av brettet her,
vi vil ikke ha dem
i strømbanen.
Vi vil ha dem lenger borte
fra å bytte spenning.
Så reserver et rolig sted
for kontrolleren.
Og så etter at du har bestemt deg for
hvor du skal plassere kontrolleren,
kan du plassere
tilhørende deler i nærheten,
så sannsynligvis motstander og
kondensatorer nær tappene,
både vår SR -kontroller,
flyback -kontroller.
Og så er dette en
iterativ prosess.
Når du plasserer flere komponenter, kan
forskjellige retninger
være fornuftige.
Og så tok det litt tid.
Vi gikk gjennom et
par iterasjoner
og fant ut hva som
er mest fornuftig.
Så når vi ser på
ruting i vårt eksempel,
har vi rødt på
det nederste laget
og blått på det øverste laget.
Så vi vil først rute
vår strømbane.
Og i vår maktbane
betyr det korte, brede spor, og
minimerer motstanden og
induktansen i disse sporene.
Du vil også
minimere høy di/dt
sløyfe, som vi viser i disse
gule og røde løkkene her.
Inngangssløyfen vår
passerer kondensatoren
til transformatoren for å sette bakken.
Vi har en fin, stram
sløyfe her, omtrent så
god du kan få den.
Samme for utgangssløyfen.
Vi går til
transformatoren til diode
til kondensator tilbake til bakken.
Og vi har også den
fine stramme løkken her, og
minimerer vår
parasittiske induktans.
Og på samme måte ønsker vi å
minimere området med høy dv/dt.
Hvis det skjer på
dioden og FET,
så har vi omtrent størrelsen
på puten på dioden her
og våre FET
-koblingsspenninger i dette sporet her.
Så dette ville se
bra ut i sanntid.
Så etter
strømveiene, vil vi
rute signalsporene,
med tanke på å
holde oss unna
de høye dv/dt -områdene.
Og ideelt sett vil
støyfølsomme
spor være korte og ha
korte returveier, så
mange vias og gode
bakkeveier til IC.
Til slutt skal vi plassere
bakkeplanene våre.
Så det
er en god idé å oversvømme tomme områder med grunn.
Vi viser hvor de ideelle områdene
ville være på dette
brettet- det er hovedgrunnen.
Så vi kobler
til boklokket,
og sprer deretter
vår primære bakken
under kontrolleren og
tilhørende komponenter.
Og så på
sekundærsiden har
vi grunnplanet
under alt
på sekundærsiden.
Så som jeg sa før, vil du
bruke mange vias som kobler
til bakkeplan.
Så å sette dem
i caps og motstander
vil skape korte
returveier til kontrolleren.
Og deretter prøve å beholde det
fine, rene, bakken flyet for
å spre varme.
Og det gir mening.
Så vær oppmerksom på spor som skjærer
gjennom bakken
og blokkerer tilkoblinger.
Så for å avslutte, oppsummering-
forstå kretsen din.
Så hvor høy strøm,
høy di/dt, høy dv/dt.
Og så vet vi nå
hvordan det påvirker
vår parasittmotstand,
induktans og kapasitans.
Vi snakket litt om
EMI sikkerhetskrav
og termikk og noen
tips for å håndtere dem.
Og så basert
på layouteksemplet
som vi nettopp snakket
om,
plasser alltid store komponenter
i strømbanen,
og små deler, strømruting,
signalruting og deretter
plassering av strømflyene våre.
Så til slutt vil du at
noen skal vurdere oppsettet ditt.
Det hjelper alltid å få et
nytt sett med øyne.
Og definitivt tilpasset gjennomgang det
før du sender det ut for fab.
Og deretter støtte
for din referanse.
Vi tar en titt senere
på denne presentasjonen.
Jeg har noen referanser
her som ble
brukt til å lage denne presentasjonen.
Og så går de dypere
inn i layouttips.
Ok, takk for at du
lyttet til presentasjonen min.
Jeg tror nå vi vil
ha noen spørsmål.
Ben, takk.
Vi har et par spørsmål
jeg tror vi har tid til å komme til.
Og den første er,
bør et tomrom
plasseres under den koblede noden
på det indre bakkeplanet?
Bør et tomrom?
Bør et tomrom plasseres
under den koblede noden
på det indre bakken?
OK.
Så ja, på dette
eksemplet her kan
du se hvordan vi har
grunnplanet vårt atskilt
fra den bytte noden.
Så vårt byttede nodespor er
i dette punktet og dette punktet.
Så å ha bakkeplanet
rett under det,
sannsynligvis ikke den
beste ideen og kan
koble støy
til bakken.
Men jeg vil si at det ville
være viktigere
å skille andre følsomme,
spor fra den bytte noden.
Men jeg synes noe
slikt gir mening.
Du
overlapper ikke grunnplanet
i den bytte noden, tror jeg,
hvis jeg forstår spørsmålet
riktig.
Dette neste spørsmålet
tror jeg er likt, Ben,
men jeg skal stille det
bare for å være sikker.
Hva er tankene dine
om å sette bakkeplan
under
koblingsinduktoren.
OK.
Ja, lignende spørsmål.
Så hvis du kan unngå
det, sannsynligvis bedre.
Men samtidig tror jeg
at jeg har sett design
der de gjør det, der
de plasserer
grunnplanet fullstendig
oversvømmet området fordi
grunnplanet ikke vil være
utsatt for støy.
Men jeg vil generelt si at
den beste
praksisen er å unngå det.
Det ser ut til at vi har en
tredjedel rundt det samme emnet,
men jeg skal spørre siden
vi er på lysbildet.
Hva er avveiningene
mellom flom,
de tomme områdene
på bakkefly
og økning av
parasittkapasitansen?
OK.
så grunnplanet er
en veldig rolig region.
Så å ha
grunnplanet oversvømmet
under
kontrolleren vår og
alle disse følsomme
analoge nodene, det er
ikke et problem med den
parasittiske kapasitansen
som vi virkelig er bekymret for.
Problemet vil være
størrelsen på støyen hennes,
som bytteknutene.
Det er der
parasittisk kapasitans
blir et stort problem.
Så jeg ser ikke noe stort problem
med å oversvømme bakken.
Men overlappingen, du vil ikke
ha massevis av overlapping
under de høye dv/dt -områdene.
Det er der den parasittiske
kapasitansen er et stort problem.
Er det et typisk
eller anbefalt oppsett
for høyspenning
T0220 halvbro?
Hvis det er en TI -del,
så er det sannsynligvis det.
Jeg må slå opp den delen
og se hva det egentlig er.
Men vi kan ha noen design
publisert på nettet med det,
ellers vil databladet gå
gjennom optimal layout,
men jeg er ikke kjent
med den delen.
Hvordan ville du rute den
analoge digitale bakken
til en mikrokontroller
og strømnettet?
Det er litt vanskelig
for meg å svare på.
Jeg har ikke gjort mye
blandet signaldesign.
Så jeg måtte overlate det
til en ekspert på digital strøm.
Så kanskje vi kan se nærmere på det
og komme tilbake til det spørsmålet.
Noen hensyn
til LDOer som er tilkoblet
etter bytte av regulatorer?
Ja.
Med LDO -ene vil du sannsynligvis
ha de korteste tilkoblingene
fra utgangen til vår
koblingsregulator
til inngangen til LDO.
Jeg vet at du kan minimere
inngangskapasitansen som kreves
hvis du har et
kortere spor der.
Men jeg antar at det samme som
det vi snakket om,
prøver å holde LDO
borte fra høye dv/dt
-regioner i strømforsyningen med svitsjet
modus.
Det ser ut til at vi har
fått en avklaring.
Det var egentlig ikke en del, Ben-
det er en pakke.
Så det er som en
moderatorfeil her.
Så TO-220-pakke, vanlig
gjennomgående hullpakke for FET-er.
Beklager for det.
OK.
Så hva var
hele spørsmålet igjen?
Så TO-220 vil være
lik denne FET her.
Hva er hele spørsmålet?
Og da var
spørsmålet, er det
et typisk eller anbefalt oppsett
for høyspenning TO-220 pakke
halvbro?
OK.
Jeg tror det kommer an
på ditt eksakte design.
Så dette er en halvbro her.
Men vi ser at høyspenningsnettet
nettnett er
denne pinnen her.
Så det er forskjøvet
fra dato og kilde.
Og vi prøver ikke
å få
koblingen til bryternoden til disse pinnene.
Men jeg vet ikke om det er
et anbefalt oppsett.
Noen ganger kan folk sette dem
rygg mot rygg på en kjøleribbe
eller rett ved
siden av hverandre.
Jeg tror det er mer
fra sak til sak
som jeg må se på for
å svare på det spørsmålet.
Parasitter er alltid tilstede.
Og når de integreres,
lager de resonanskretser,
parallelle serier, en
veldig høy frekvens.
Er det noe verktøy for
å visualisere dette?
Kan du gjenta
det en gang til.
Greit ikke noe problem.
Parasitt er alltid tilstede.
Og når de integreres,
lager de resonanskretser,
parallelle serier, en
veldig høy frekvens.
Er det noe verktøy for
å visualisere dette?
Ikke det jeg er klar over.
Jeg tror at hvis du prøver
å stimulere parasittene
og alt i en krets,
antar jeg at du vanligvis ikke ser
det som i et typisk T -krydder.
Men hvis du var i
stand til å simulere det,
kan det være interessant å se.
Det kan ta litt tid å simulere.
Men på toppen av hodet
mitt vet jeg ikke noe.
Det ville være interessant å se
og se om det er noe der
ute som simulerer dette.
Jeg tror den beste måten,
det jeg snakket om i dag,
er at disse begrensningsteknikkene
er
den beste måten å unngå
å måtte beregne
hver eneste parasitt.
Og det er ikke
noe du
vil bruke masse
tid på, men noe
vi kan se nærmere på.
Dette neste spørsmålet
som jeg kan svare på-
vil denne presentasjonen
være tilgjengelig på TI.com.
Absolutt.
Denne innspilte presentasjonen,
sammen med alle ressursene
som Ben nevnte
i presentasjonen,
vil alle bli knyttet sammen.
Og vi sender det
tilbake til dere.
Du kan enkelt finne den.
Jeg tror du har tid
til et par til.
Mellom byttet node som GaN LLC
og transformator primær guide,
hvilke hensyn som bør
vurderes, WRT-
etter det står det
for noe teknisk,
men jeg vet ikke
navnet på, Ben, beklager-
bakkekobling og
antenneeffekter,
spesielt er GaN på
datterkort og transformator
på hovedkort.
OK, kan du gå gjennom
det en gang til.
Ja.
Hvilke hensyn
bør vurderes mellom WRT
-jordkobling og antenneeffekt mellom byttet node på
GaN LLC og transformatorens primære guide, spesielt hvis
GaN på datteren er kjøpt
og transformatoren på hovedkortet?
OK.
Med hensyn til-- takk.
Med hensyn til er det
du prøvde å si.
Takk for oppklaringen.
OK, så jeg tror du kan
bruke TIs GaN -datterkort.
Så jeg tror de
har noen anbefalte
oppsett, tips for det.
Men ja, det er
bare så mye du
kan gjøre med datterkortet.
Så plasser den ved
siden av transformatoren din
og forkort den bytte
noden så mye som mulig,
og den forbindelsen er
det beste du kan gjøre.
Så det er litt
offer, antar jeg,
å jobbe
med datterkortet.
Og du er litt begrenset
når du ikke integrerer
alt under en PCB.
Men jeg tror du fortsatt kan
få god ytelse
med datterkortet.
Og hvis du fortsatt tenker på
praksisen vi snakket om
og bare bruker det og
bare antar
datterdelen som en komponent, korte
byttet nodespor,
får du den beste
ytelsen ut av det.
Jeg er ikke sikker på hvor mye jeg
liker å montere den vertikalt.
Jeg har egentlig ikke sett noen
store negative sider ved det.
OK, jeg tror vi er ute av tid,
Ben, for denne presentasjonen.
Vi kom ikke
helt til alt.
Men vi vil
gjerne følge opp
andre spørsmål du måtte ha senere.
OK, ok.
Takk, Amy.